I. Bevezetés
A metaanyagokat leginkább mesterségesen tervezett struktúrákként lehet leírni, amelyek bizonyos, természetes úton nem létező elektromágneses tulajdonságokat hoznak létre. A negatív permittivitással és negatív permeabilitással rendelkező metaanyagokat balkezes metaanyagoknak (LHM) nevezik. Az LHM-eket széles körben tanulmányozták a tudományos és mérnöki közösségek. 2003-ban a Science magazin a kortárs korszak tíz legnagyobb tudományos áttörése közé sorolta az LHM-eket. Új alkalmazásokat, koncepciókat és eszközöket fejlesztettek ki az LHM-ek egyedi tulajdonságainak kihasználásával. Az átviteli vonali (TL) megközelítés egy hatékony tervezési módszer, amely az LHM-ek alapelveit is elemezni tudja. A hagyományos TL-ekkel összehasonlítva a metaanyagokból készült TL-ek legfontosabb jellemzője a TL-paraméterek (terjedési állandó) és a karakterisztikus impedancia szabályozhatósága. A metaanyagokból készült TL-paraméterek szabályozhatósága új ötleteket kínál a kompaktabb méretű, nagyobb teljesítményű és újszerű funkciókkal rendelkező antennaszerkezetek tervezéséhez. Az 1. ábra (a), (b) és (c) a tiszta jobbkezes távvezeték (PRH), a tiszta balkezes távvezeték (PLH) és az összetett bal-jobbkezes távvezeték (CRLH) veszteségmentes áramköri modelljét mutatja. Amint az 1. ábra (a) részén látható, a PRH TL egyenértékű áramköri modellje általában a soros induktivitás és a söntkapacitás kombinációja. Amint az 1. ábra (b) részén látható, a PLH TL áramköri modell a söntinduktivitás és a soros kapacitás kombinációja. A gyakorlati alkalmazásokban nem megvalósítható PLH áramkör megvalósítása. Ez az elkerülhetetlen parazita soros induktivitás és söntkapacitás hatásoknak köszönhető. Ezért a jelenleg megvalósítható balkezes távvezeték jellemzői mind kompozit balkezes és jobbkezes struktúrák, amint az az 1. ábra (c) részén látható.
1. ábra Különböző távvezeték-áramköri modellek
A távvezeték (TL) terjedési állandóját (γ) a következőképpen számítjuk ki: γ=α+jβ=Sqrt(ZY), ahol Y és Z rendre az admittanciát és az impedanciát jelöli. A CRLH-TL esetében Z és Y a következőképpen fejezhető ki:
Egy egyenletes CRLH TL diszperziós relációja a következő:
A β fázisállandó lehet tisztán valós szám vagy tisztán képzetes szám. Ha a β egy frekvenciatartományon belül teljesen valós, akkor a γ=jβ feltétel miatt van áteresztő sáv a frekvenciatartományon belül. Másrészt, ha a β egy tisztán képzetes szám egy frekvenciatartományon belül, akkor a γ=α feltétel miatt van egy stop sáv a frekvenciatartományon belül. Ez a stop sáv egyedülálló a CRLH-TL-re, és nem létezik a PRH-TL-ben vagy a PLH-TL-ben. A 2. ábra (a), (b) és (c) a PRH-TL, PLH-TL és CRLH-TL diszperziós görbéit (azaz az ω - β összefüggést) mutatja. A diszperziós görbék alapján levezethető és becsülhető az átviteli vonal csoportsebessége (vg=∂ω/∂β) és fázissebessége (vp=ω/β). A PRH-TL esetében a görbéből az is következtethető, hogy a vg és a vp párhuzamosak (azaz vpvg>0). A PLH-TL görbe esetében a vg és vp nem párhuzamosak (azaz vpvg<0). A CRLH-TL diszperziós görbéje az LH régió (azaz vpvg < 0) és az RH régió (azaz vpvg > 0) létezését is mutatja. Amint a 2(c) ábrán látható, a CRLH-TL esetében, ha γ egy tiszta valós szám, akkor van egy stop sáv.
2. ábra Különböző távvezetékek diszperziós görbéi
Egy CRLH-TL soros és párhuzamos rezonanciái általában eltérőek, ezt kiegyensúlyozatlan állapotnak nevezzük. Amikor azonban a soros és párhuzamos rezonanciafrekvenciák megegyeznek, azt kiegyensúlyozott állapotnak nevezzük, és az így létrejövő egyszerűsített helyettesítő áramköri modell a 3(a) ábrán látható.
3. ábra Balmenetes kompozit távvezeték áramköri modellje és diszperziós görbéje
A frekvencia növekedésével a CRLH-TL diszperziós jellemzői fokozatosan növekednek. Ez azért van, mert a fázissebesség (azaz vp=ω/β) egyre inkább függ a frekvenciától. Alacsony frekvenciákon a CRLH-TL-t az LH, míg magas frekvenciákon az RH uralja. Ez a CRLH-TL kettős természetét mutatja. Az egyensúlyi CRLH-TL diszperziós diagram a 3(b) ábrán látható. Amint a 3(b) ábrán látható, az LH-ról RH-ra való átmenet a következő helyen történik:
Ahol ω0 az átmeneti frekvencia. Ezért kiegyensúlyozott esetben sima átmenet történik LH-ról RH-ra, mivel a γ egy tisztán képzetes szám. Ezért a kiegyensúlyozott CRLH-TL diszperziónak nincs zárósávja. Bár β nulla ω0-nál (végtelen a vezetett hullámhosszhoz képest, azaz λg=2π/|β|), a hullám továbbra is terjed, mert vg ω0-nál nem nulla. Hasonlóképpen, ω0-nál a fáziseltolás nulla egy d hosszúságú TL esetén (azaz φ= - βd=0). A fáziselőny (azaz φ>0) az LH frekvenciatartományban (azaz ω<ω0), a fáziskésés (azaz φ<0) pedig az RH frekvenciatartományban (azaz ω>ω0) történik. Egy CRLH TL esetében a karakterisztikus impedancia a következőképpen írható le:
Ahol ZL és ZR rendre a PLH és PRH impedanciák. Aszimmetrikus esetben a karakterisztikus impedancia a frekvenciától függ. A fenti egyenlet azt mutatja, hogy a kiegyensúlyozott eset független a frekvenciától, így széles sávszélesség-egyezéssel rendelkezhet. A fent levezetett TL egyenlet hasonló a CRLH anyagot meghatározó konstitutív paraméterekhez. A TL terjedési állandója γ=jβ=Sqrt(ZY). Tekintettel az anyag terjedési állandójára (β=ω x Sqrt(εμ)), a következő egyenlet adódik:
Hasonlóképpen, a TL karakterisztikus impedanciája, azaz Z0=Sqrt(ZY), hasonló az anyag karakterisztikus impedanciájához, azaz η=Sqrt(μ/ε), amelyet a következőképpen fejezünk ki:
A kiegyensúlyozott és kiegyensúlyozatlan CRLH-TL törésmutatóját (azaz n = cβ/ω) a 4. ábra mutatja. A 4. ábrán a CRLH-TL törésmutatója az LH tartományban negatív, az RH tartományban pedig pozitív.
4. ábra Kiegyensúlyozott és kiegyensúlyozatlan CRLH TL-ek tipikus törésmutatói.
1. LC hálózat
Az 5(a) ábrán látható sáváteresztő LC cellák kaszkádolásával egy tipikus, d hosszúságú, effektív egyenletességgel rendelkező CRLH-TL periodikusan vagy nem periodikusan konstruálható. Általánosságban elmondható, hogy a CRLH-TL kiszámításának és gyártásának megkönnyítése érdekében az áramkörnek periodikusnak kell lennie. Az 1(c) ábrán látható modellhez képest az 5(a) ábrán látható áramköri cellának nincs mérete, és a fizikai hossza végtelenül kicsi (azaz Δz méterben). Figyelembe véve a θ=Δφ (rad) elektromos hosszát, az LC cella fázisa kifejezhető. Az alkalmazott induktivitás és kapacitás tényleges megvalósításához azonban meg kell határozni a p fizikai hosszúságot. Az alkalmazási technológia megválasztása (például mikrocsík, koplanáris hullámvezető, felületszerelt alkatrészek stb.) befolyásolja az LC cella fizikai méretét. Az 5(a) ábrán látható LC cella hasonló az 1(c) ábrán látható inkrementális modellhez, és határértéke p=Δz→0. Az 5(b) ábrán látható p→0 egyenletességi feltétel szerint egy olyan TL konstruálható (LC-cellák kaszkádolásával), amely egyenértékű egy ideális egyenletes, d hosszúságú CRLH-TL-lel, így a TL egyenletesnek tűnik az elektromágneses hullámokra nézve.
5. ábra LC hálózaton alapuló CRLH TL.
Az LC-cella esetében, a Bloch-Floquet-tételhez hasonló periodikus peremfeltételeket (PBC-ket) figyelembe véve, az LC-cella diszperziós relációját a következőképpen bizonyítjuk és fejezzük ki:
Az LC cella soros impedanciáját (Z) és sönt admittanciáját (Y) a következő egyenletek határozzák meg:
Mivel az egységnyi LC áramkör elektromos hossza nagyon kicsi, a Taylor-közelítés a következőképpen számítható ki:
2. Fizikai megvalósítás
Az előző szakaszban a CRLH-TL előállítására szolgáló LC hálózatot tárgyaltuk. Az ilyen LC hálózatok csak olyan fizikai alkatrészek alkalmazásával valósíthatók meg, amelyek képesek előállítani a szükséges kapacitást (CR és CL) és induktivitást (LR és LL). Az utóbbi években nagy érdeklődésre tett szert a felületszerelési technológiájú (SMT) chipkomponensek vagy elosztott alkatrészek alkalmazása. Mikrocsík, szalagvezeték, koplanáris hullámvezető vagy más hasonló technológiák használhatók elosztott alkatrészek megvalósítására. Számos tényezőt kell figyelembe venni az SMT chipek vagy elosztott alkatrészek kiválasztásakor. Az SMT alapú CRLH struktúrák gyakoribbak és könnyebben megvalósíthatók az elemzés és a tervezés szempontjából. Ez a kész SMT chipkomponensek elérhetőségének köszönhető, amelyek nem igényelnek átalakítást és gyártást az elosztott alkatrészekhez képest. Az SMT komponensek elérhetősége azonban szórt, és általában csak alacsony frekvenciákon (azaz 3-6 GHz-en) működnek. Ezért az SMT alapú CRLH struktúrák korlátozott működési frekvenciatartományokkal és specifikus fázisjellemzőkkel rendelkeznek. Például sugárzó alkalmazásokban az SMT chipkomponensek nem feltétlenül megvalósíthatók. A 6. ábra egy CRLH-TL alapú elosztott struktúrát mutat. A struktúrát interdigitális kapacitás és rövidzárlatos vezetékek valósítják meg, amelyek rendre az LH soros kapacitását CL és párhuzamos induktivitását LL alkotják. A vezeték és a GND közötti kapacitást az RH kapacitásnak CR, az interdigitális struktúrában folyó áram által létrehozott mágneses fluxus által generált induktivitást pedig az RH induktivitásnak LR tekintjük.
6. ábra Egydimenziós mikrocsík CRLH TL, amely interdigitális kondenzátorokból és rövidvezetékes induktorokból áll.
Az antennákról bővebben itt olvashat:
Közzététel ideje: 2024. augusztus 23.
